Рис. 3.2. Частотный план стволов спутника «Экспресс - А»

Как видно из рисунка, несущие частоты 12 стволов разнесены по частоте на величину     50 МГц. Следовательно шаг сетки частот гетеродина составит МГц.

Частоты перестройки гетеродина находятся из соотношений:

,

где  – максимальное значение несущей частоты. В данном случае  МГц;

        – минимальное значение несущей частоты. В данном случае  МГц;

        МГц – выбранное значение промежуточной частоты первого преобразования.

Получим:

 МГц

 МГц

Таким образом первый гетеродин должен перестраиваться в диапазоне частот   МГц с шагом  МГц.

Количество фиксированных частот гетеродина составит:

Таким образом, перестраивая гетеродин, на промежуточную частоту  можно перенести любой из 12-ти стволов.

С коаксиального выхода первого смесителя преобразованный сигнал поступает на  поло-совой фильтр. Полосовой фильтр осуществляет выделение полосы частот стволов             МГц,  который  был  преобразован  на  промежуточную частоту 925 МГц и подавление

комбинационных составляющих первого преобразования частоты.  В качестве полосового фильтра можно использовать монолитный твердотельный фильтр из высококачественной термостабильной керамики, формирующий АЧХ частотного ствола с потерями не более 1 дБ.

Первый усилитель промежуточной частоты выполняет функцию усиления выделенного потока данных шириной  МГц на средней частоте 925 МГц.

Второй смеситель осуществляет  второе преобразование частоты, а именно перенос сигнала с частоты  МГц на стандартную частоту второго преобразования МГц. В качестве второго смесителя выберем БС, выполненный в интегральном исполнении на ДБШ. При этом частота 2-го гетеродина будет равна:

 МГц

С выхода второго смесителя сигнал поступает на полосовой  LC фильтр с полосой пропускания МГц. Далее сигнал поступает на второй усилитель промежуточной частоты, который выполняет функцию усиления выделенного потока данных шириной  МГц на частоте 70 МГц.

Таким образом, за счёт перестройки первого гетеродина с заданным шагом частот и фиксированной частоте второго гетеродина обеспечивается выделение любого из 12-ти стволов шириной МГц и перенос его на несущую частоту 70 МГц.

Дальнейнее преобразование информационного сигнала происходит в демодуляторе.

3.3. Выбор системы АРУ

АРУ применяется для расширения динамического диапазона приёмника и поддержания в заданных пределах выходного напряжения. При этом устраняются перегрузки в каскадах при приёме сильных сигналов и, таким образом, предотвращается появление недопустимых нелинейных искажений и достигается нормальная работа демодуляторов.

Принцип действия системы АРУ состоит в автоматическом изменении коэффициентов усиления (передачи) отдельных каскадов приёмника при изменении уровня принимаемого сигнала. Система АРУ должна содержать регулируемые каскады усиления и цепь регулирования. Цепь регулирования  вырабатывает управляющее напряжение, воздействующее на регулируемые элементы усилительного тракта. Обычно ЦР содержит выпрямитель (амплитудный детектор) и ФНЧ.

В качестве АРУ выберем систему АРУ с обратным регулированием, которая находит наиболее широкое применение (рис. 3.3). В данной системе управляющее напряжение определяется уровнем напряжения сигнала на выходе регулируемого каскада. Такая система АРУ является наиболее простой и позволяет получить амплитудную характеристику приёмника, близкой к идеальной.

Рис. 3.3. Структурная схема системы АРУ с обратным регулированием

В СВЧ трактах регулируемыми каскадами являются обычно каскады МШУ и УПЧ.  Как правило регулируют усиление каскадов, усиливающих сигналы сравнительно малого уровня. Регулировка усиления в одном из последних каскадов нежелательна, а иногда и недопустима, поскольку при больших уровнях сигнала на входе регулируемого каскада трудно избежать больших нелинейных искажений. С учётом сказанного регулировку усиления  необходимо применить в МШУ.

В каскадах на ПТШ для регулировки усиления используют зависимость крутизны стоко-затворной характеристики от напряжения на затворе.

Регулировка усиления каскада на ПТШ может быть обратной и прямой. При обратной регулировке, когда транзистор запирается с целью уменьшения усиления, для получения большей чувствительности регулировки необходимо, чтобы сопротивление нагрузки каскада было много меньше внутреннего сопротивления транзистора, а сопротивление источника сигнала было много меньше входного сопротивления каскада.

Наиболее часто используют прямую регулировку усиления. В каскадах на  ПТШ  она  осу-

ществляется путём изменения напряжения смещения на затворе, что приводит к изменению то-ка транзистора, а следовательно и коэффициента усиления каскада.

3.4 Распределение усиления по трактам приёмника

Расчёт коэффициентов передачи трактов приёмника произведём по методике, изложенной

в работе [10] исходя из реальной чувствительности приёмника мкВ и допустимых амплитуд на входах:

- первого смесителя ;

- второго смесителя ;

- демодулятора  (для частотного и фазового).

Мощность сигнала на входе демодулятора (выходе приёмника) составит:

Вт = 20 мВт или дБВт

Требуемый коэффициент усиления приёмного тракта составит:

дБ

Коэффициент усиления приёмного тракта  определяется как сумма усилений и затуханий, вносимых его каскадами. Для структурной схемы тракта, приведенной на рис.2.5:

                                                           (3.1)

где  – коэффициент усиления МШУ;

 – коэффициенты усиления УПЧ1 и УПЧ2 соответственно;

 – потери преобразования в первом и во втором смесителе. Для балансного

 смесителя .

Примем мкВ, мВ, В.

Для обеспечения величины  с учётом потерь преобразования в смесителях и допустимых амплитуд напряжений на их входах, коэффициенты усиления  УРЧ, УПЧ1 и УПЧ2

рассчитываются следующим образом:

дБ,

дБ 

дБ

где = 5...10 – коэффициент запаса усиления.

Проверим полученные результаты. Подставляя полученные значения коэффициентов усиления трактов в  выражение (3.1) получим :

дБ

Таким образом можно сделать вывод, что требуемый коэффициент усиления приёмного тракта обеспечивается.

На основании полученных  данных составляем функциональную схему тракта (рис.3.4)

3.3 Формулировка требований к приёмной системе

Итак, на основе проведенного энергетического расчёта а также распределения усиления по трактам приёмника сформулируем основные требования:

1)      обеспечение реальной чувствительности не хуже дБВт;

2)      обеспечение коэффициента усиления приёмного тракта не менее дБ;

3)      обеспечение требуемого по ТЗ подавления помех по зеркальному каналу, каналу ПЧ, соседнему каналу приёма;

4)      обеспечение суммарного коэффициента шума приёмного тракта не более дБ.

Рис.3.4. Функциональная схема приёмного СВЧ тракта

4. Выбор и расчёт СВЧ малошумящего усилителя

4.1. Бесструктурные модели транзистора СВЧ

 В основу расчёта и анализа тран­зисторного МШУ СВЧ должна быть положена модель транзис­тора. Это может быть структурная (физическая) модель, т. е. эквивалентная схема тран-зистора, либо бесструктурная модель, представляющая транзистор в виде эквивалентного четырёхпо­люсника.

Преимуществом структурной модели является высокая ин­формативность; эквивалентная схема характеризует поведение транзистора в диапазоне частот и позволяет устанавливать связь между её элементами и характеристиками транзистора. Бес­структурная модель транзистора менее информативна, она стро­го справедлива лишь на одной частоте. Для определения час­тотной зависимости параметров транзистора надо провести изме­рения на разных частотах. Однако бесструктурные модели более точны, поскольку их параметры могут быть измерены значитель­но точнее, чем параметры эквивалентной схемы.

Транзистор СВЧ как эквивалентный четырёхполюсник может быть описан, например,          Y- или H-параметрами, которые обычно используются на более низких частотах. Но для измерения этих параметров необходимо обеспечить режимы холостого хода и короткого замыкания, трудно осуществимые на СВЧ из-за влия­ния паразитных элементов схемы. Более подходят для его опи­сания параметры матрицы рассеяния или S-параметры, посколь­ку они измеряются в линиях с согласованными нагрузками, что на СВЧ наиболее просто.

Расчёт МШУ СВЧ принято проводить с использованием бес­структурной модели транзистора в S-параметрах. При необхо­димости бесструктурная модель может быть дополнена струк­турной моделью. Обе модели взаимосвязаны: по S-параметрам транзистора, измеренным на нескольких частотах, можно опре­делить (или уточнить) элементы его эквивалентной схемы и  наоборот, известная эквива­лентная схема позволяет рас­считать S-параметры на любой частоте диапазона, в котором эта схема корректна.

4.2. Системы S- и S'- параметров транзистора

В системе S-параметров транзистор пред­ставляется в виде четырёхпо­люсника, включенного в ли­нию передачи с волновым сопротивлением Z0. Линия согласо­вана с генератором (источником сигнала) и нагрузкой, т. е. со­противления генератора ZГ и нагрузки ZH равны волновому со­противлению линии (рис. 4.1).

Рис. 4.1. К определению S-параметров транзистора

Четырёхполюсник в согласованной линии передачи с волновым сопротивлением передачи Z0

Для определённости примем Z0=50 Ом. На входе и выходе четырехполюсника имеются па­дающие и отражённые волны напряжения , (i =1 для входа, i = 2 для выхода), связь между которыми задается параметрами матрицы рассеяния волн напряжения (S-параметрами):

Матрицу рассеяния волн напряжения принято называть прос­то матрицей рассеяния. Параметры матрицы рассеяния имеют ясный физический смысл:

- коэффициенты отражения напряжения от входа и выхода четырёхполюсника при согласова-нии на его выходе ()  и входе () соответственно;

- коэффициенты прямой и обратной передачи напряжения, определённые при тех же усло-виях.

Матрица рассеяния характеризует четырёхполюсник, нагру­женный на чисто резистивные сопротивления Z0. В реальных же усилителях транзистор оказывается нагруженным на сопротив­ления, не только не равные Z0, но в общем случае комплексные. Произвольно нагруженный четы­рёхполюсник принято описывать параметрами матрицы рассеяния волн мощности (S'-параметра­ми).

В системе S'-параметров транзистор в виде эквивалентно­го четырёхполюсника включается в общем случае на стыке двух линий передачи, не согласован­ных с генератором (источником сигнала) и нагрузкой (рис. 4.2).  Входная подводящая линия трансформирует сопротивление       ге­нератора  ZГ  в  сопротивление  Z1  в  плоскости  входных  клемм  че­тырёхполюсника, а  выходная

Рис. 4.2. К определению S' – параметров транзистора

Четырёхполюсник в рассогласованной линии передачи

подводящая линия – сопротивле­ние нагрузки ZH в сопротивление Z2 в плоскости его выходных клемм. Транзистор при этом нагружен на сопротивления Z1 и Z2, в общем случае комплексные. Падающие ai и отраженные bi волны мощности на входе (i=l) и выходе (i=2) четырёхпо­люсника связаны между собой матрицей рассеяния волн мощ­ности

где

                 (i=1, 2);

– комплексные амплитуды напряжений и токов на входе и выходе четырёхполюсника;

– комплексные сопротивления генератора (i=1) и нагрузки (i =2) в плоскости входных и выходных клемм четырёхполюсника соответственно;

   - коэффициенты отражения от входа и выхода четырёхполюсника при согласовании его на выходе (а2=0) и входе (а1=0) соответственно;

   - коэффициенты прямой и обратной передачи, определённые при тех же условиях.

Комплексные величины ai и bi принято называть волнами мощности, хотя они имеют размерность корня квадратного из мощности. Отношения этих величин, т. е. S'-параметры, не име­ют ясного физического смысла. Однако введение волн аi, bi, a также матрицы рассеяния S' целесообразно по следующим при­чинам. Во-первых, квадраты модулей аi, bi действительно явля­ются падающими и отражёнными волнами мощности, а их отно­шения — коэффициентами передачи и отражения мощности. Во-вторых, при равенстве сопротивлений Zi волновому сопротивлению Z0  S'-параметры сводятся к S-параметрам.

S'-параметры транзистора не могут быть измерены непосредственно, а могут быть расчитаны с помощью S-параметров.

4.3. Расчёт маломощных усилителей на транзисторах

Расчём МШУ проведём по методике, изложенной в работе [7].

Расчёт включает следующие этапы:

 1. выбор транзистора;

 2. выбор схемы включения транзистора;

 3. выбор режима работы транзистора;

 4. выбор числа каскадов, расчёт согласующих трансформаторов и цепей обратной связи;

 5. выбор схемы питания;

 6. составление электрической схемы;

 7. составление топологической схемы;

 8. анализ на ЭВМ топологической схемы с подключёнными транзисторами;

 9. оптимизация на ЭВМ параметров согласующих цепей;

   Рассмотрим каждый этап расчёта подробнее.

4.3.1. Выбор типа транзистора

В качестве транзистора выберем полевой транзистор с барьером Шоттки (ПТШ) N76038а японской фирмы NEC , который по сравнению с биполярным транзистором обеспечивает более низкий уровень шумов в рабочем диапазоне частот.

4.3.2. Выбор схемы включения транзистора

Для полевого транзистора используется схема с общим истоком (ОИ), об­щим затвором (ОЗ) и общим стоком (ОС). У схемы с ОИ лучшие усилительные свойства и хорошая устойчивость, но иногда для согласования с генератором при­меняют схему с ОЗ, а для согласования с нагрузкой - схему с ОС. Это связано с тем что при небольших значениях сопротивления нагрузки  и на низких частотах входное сопротивление схемы с ОЗ и выходное сопротивление для схемы с ОС имеют небольшую реактив­ную составляющую и близки к (– крутизна тран-зистора). Недостаток этих двух схем в том, что они обладают малой устойчивостью и боль­шим выходным (ОЗ) или входным (ОС) сопротивлением.

4.3.3. Выбор режима работы транзистора

Параметры ПТШ в значительной степени зависят от питающих напряжений. Различают режимы, оптимальный по шуму и оптимальный по усилению мощности. Например, при напряжении В транзистор имеет максимальное усиление при токе мА, минимум меры шума при токе 30 мА, минимум коэф­фициента шума при токе 17 мА. Комплекс­ные коэффициенты отражения нагруз­ки и источника сигнала, при которых реализуются максимальное усиление и минимальный шум, различные. Схема однокаскадного транзисторного усилителя согласующими цепями, нагрузкой и генератором показана на рис. 4.3.

 Рис. 4.3. Структурная схема однокаскадного усилителя

Транзисторный усилитель СВЧ может обеспечить заданные электрические характеристики в том случае, если транзистор правильно нагружен, т. е. если сопротивления источника сигнала и нагрузки в плоскости транзистора имеют вполне определённые значения. Сопротивления же реальных источника сигнала и нагрузки, как правило, равны 50 Ом, поэтому усилитель должен включать в себя согласующие цепи, осуществляющие трансформацию соп­ротивлений. В соответствии со структурной схемой усилителя, изображённой на рис. 4.3. СЦ1 и СЦ2 – согласующие цепи на входе и выходе уси­лителя, причём СЦ1 трансформирует сопротив-ление реального источника сигнала ZГ=Z0 в сопротивление Z1 в плоскости тран­зистора, а СЦ2 трансформирует ZH=Z0  в Z2.

Страницы: 1, 2, 3, 4, 5, 6