2.2.
ВЫХОДНОЙ СОГЛАСУЮЩИЙ ТРАНСФОРМАТОР ШИРОКОПОЛОСНОГО УСИЛИТЕЛЯ
При проектировании
широкополосных передатчиков средней и большой мощности одной из основных
является задача максимального использования транзистора выходного каскада
усилителя по выходной мощности. Оптимальное сопротивление нагрузки мощного
транзистора, на которое он отдает максимальную мощность, составляет единицы ом
[2]. Поэтому между выходным каскадом и нагрузкой усилителя включается
трансформатор импедансов, реализуемый, как правило, на
ферритовых сердечниках и длинных линиях [1–4, 14]. Принципиальная схема
усилительного каскада с трансформатором импедансов, имеющим коэффициент
трансформации сопротивления 1:4, приведена на рис. 2.2,а, эквивалентная схема
по переменному току – на рис. 2.2,б, где – конденсатор фильтра; – трансформатор; , – элементы схемы активной коллекторной
термостабилизации [15]; –
транзистор выходного каскада усилителя. На рис. 2.2,в приведен пример
использования трансформатора с коэффициентом трансформации 1:9.
б)
а)
в)
Рис. 2.2
Согласно [16, 17] при
заданном значении нижней граничной частоты полосы пропускания разрабатываемого усилителя
требуемое число витков длинных линий, наматываемых на ферритовые сердечники
трансформатора, определяется выражением:
, (2.4)
где d – диаметр сердечника в сантиметрах;
N – количество длинных линий
трансформатора;
– относительная магнитная
проницаемость материала сердечника;
S – площадь поперечного сечения
сердечника в квадратных сантиметрах.
Значение коэффициента
перекрытия частотного диапазона трансформирующих и суммирующих устройств на
ферритовых сердечниках и длинных линиях лежит в пределах 2·104...8·104
[16, 17]. Поэтому, приняв коэффициент перекрытия равным 5·104,
верхняя граничная частота полосы пропускания трансформатора может быть
определена из соотношения:
(2.5)
При расчетах трансформаторов
импедансов по соотношениям (2.4) и (2.5) следует учитывать, что реализация более 1 ГГц технически
трудно осуществима из-за влияния паразитных параметров трансформаторов на его
характеристики [3].
Требуемое волновое
сопротивление длинных линий разрабатываемого трансформатора рассчитывается по
формуле [16, 17]:
. (2.6)
Методика изготовления длинных
линий с заданным волновым сопротивлением описана в [18].
Входное
сопротивление трансформатора, разработанного с учетом (2.4) – (2.6), равно:
. (2.7)
Пример 2.2. Рассчитать , , трансформатора на ферритовых сердечниках и
длинных линиях с коэффициентом трансформации сопротивления 1:9, если = 50 Ом, = 5 кГц.
Решение. В качестве ферритовых
сердечников трансформатора выберем кольца марки М2000НМ 20х10х5,имеющих
параметры: =
2000; d = 6 см; S = 0,5 см2. Из (2.5) –
(2.7) определим: N = 3, = 16,7 Ом, = 250 МГц. Теперь по известным
параметрам кольца из (2.4) найдем: n=16,7. То есть для создания трансформатора импедансов с = 5 кГц необходимо на
каждом ферритовом кольце намотать не менее 17 витков. Длина одного витка
длинной линии, намотанной на ферритовое кольцо, равна 3 см. Умножая это
значение на 17, получим, что минимальная длина длинных линий должна быть не
менее 51 см. С учетом необходимости соединения длинных линий между собой, с
нагрузкой и выходом усилителя, следует длину каждой длинной линии увеличить на
2...3 см.
2.3. ВЫХОДНОЙ
СОГЛАСУЮЩИЙ ТРАНСФОРМАТОР полосового
УСИЛИТЕЛЯ
При проектировании полосовых передатчиков
средней и большой мощности, также как и при проектировании широкополосных,
одной из основных является задача максимального использования по выходной
мощности транзистора выходного каскада усилителя. Однако в этом случае между
выходным каскадом и нагрузкой усилителя включается трансформатор импедансов,
выполненный в виде фильтра нижних частот [3, 19, 20]. Чаще всего он выполняется
в виде фильтра нижних частот четвертого порядка [19–23]. Принципиальная схема
усилительного каскада с таким трансформатором приведена на рис. 2.3,а,
эквивалентная схема по переменному току – на рис. 2.3,б, где элементы формируют трансформатор
импедансов, обеспечивающий оптимальное, в смысле достижения максимального
значения выходной мощности, сопротивление нагрузки транзистора и практически не
влияют на форму АЧХ усилительного каскада. Методика расчета оптимального
сопротивления нагрузки мощного транзистора дана в [2, 3, 24].
Наиболее полная и удобная для инженерных
расчетов методика проектирования рассматриваемых трансформаторов импедансов
приведена в [25, 26]. В таблице 2.2 представлены взятые из [26] нормированные
относительно и значения элементов для относительной полосы
рабочих частот трансформатора равной 0,2 и 0,4 и для коэффициента
трансформации сопротивления лежащего в пределах 2...30 раз, где = – входное сопротивление
трансформатора в полосе его работы, = – средняя круговая частота полосы рабочих
частот трансформатора.
а) б)
Рис. 2.3
Выбор w равной 0,2 и 0,4 обусловлен тем, что это
наиболее часто реализуемая относительная полоса рабочих частот полосовых
передатчиков средней и большой мощности, так как в этом случае перекрывается
любой из каналов телевизионного вещания и диапазоны ЧМ и FM
радиовещания [27].
Таблица 2.2 – Нормированные значения элементов
трансформатора
|
|
2
|
3
|
4
|
6
|
8
|
10
|
15
|
20
|
30
|
w = 0,2
|
|
0,821
|
1,02
|
1,16
|
1,36
|
1,51
|
1,62
|
1,84
|
2,02
|
2,27
|
|
0,881
|
0,797
|
0,745
|
0,671
|
0,622
|
0,585
|
0,523
|
0,483
|
0,432
|
w = 0,4
|
|
0,832
|
1,04
|
1,19
|
1,40
|
1,56
|
1,69
|
1,95
|
2,15
|
2,46
|
|
0,849
|
0,781
|
0,726
|
0,649
|
0,598
|
0,559
|
0,495
|
0,453
|
0,399
|
При выбранных значениях нормированные значения элементов определяются из
соотношений [23]:
(2.8)
Истинные значения элементов рассчитываются по
формулам:
(2.9)
Пример 2.3. Рассчитать элементы трансформатора импедансов (рис.
2.3) при w = 0,2, = 20 и предназначенного для работы в FM
диапазоне (88...108 МГц) на нагрузку 75 Ом.
Решение. Из таблицы 2.2 для = 20 найдем: = 2,02, = 0,483. По формулам (2.8)
определим: =
9,67, = 0,101. С
учетом того, что == 3,75 Ом, а == 6.154·108 из (2.9)
получим: = 12,3
нГн, = 208 пФ, = 58,9 нГн, = 43,7 пФ.
2.4. Фильтры высших гармонических составляющих полосового усилителя
Выходные каскады полосовых усилителей
мощности работают, как правило, в режиме с отсечкой коллекторного тока, так как
в этом случае можно получить в нагрузке значительно большую мощность, чем от
каскада, работающего в режиме без отсечки, при одновременном обеспечении более
высокого коэффициента полезного действия [2, 3, 4, 9, 24]. Однако в этом случае
сигнал на выходе усилителя оказывается не синусоидальным и содержит в своем
спектре высшие гармонические составляющие, приводящие к большим внеполосным
излучениям. В соответствии с требованиями ГОСТ [28, 29], уровень любого
побочного (внеполосного) радиоизлучения передатчиков с выходной мощностью более
25 Вт должен быть не менее чем на 60 дБ ниже максимального значения выходной
мощности радиосигнала. Указанное требование достигается установкой на выходах
усилителей мощности фильтрующих устройств, в качестве которых чаще всего
используются фильтры Чебышева (рис. 2.4) и фильтры Кауэра (рис. 2.5) [2, 3, 4,
30].
Рис. 2.4
Рис. 2.5
В таблице 2.3 представлены
взятые из [31] нормированные относительно и значения элементов приведенных фильтров,
соответствующие максимальному значению затухания в полосе пропускания равному
0,1 дБ.
Таблица 2.3 – Нормированные значения
элементов фильтров
|
Тип
|
,дБ
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
N=5
|
Ч
|
37
|
1,14
|
1,37
|
|
1,97
|
1,37
|
|
1,14
|
|
|
|
К
|
57
|
1,08
|
1,29
|
0,078
|
1,78
|
1,13
|
0,22
|
0,96
|
|
|
|
N=6
|
Ч
|
49
|
1,16
|
1,40
|
|
2,05
|
1,52
|
|
1,90
|
0,86
|
|
|
К
|
72
|
1,07
|
1,28
|
0,101
|
1,82
|
1,28
|
0,19
|
1,74
|
0.87
|
|
|
N=7
|
Ч
|
60
|
1,18
|
1,42
|
|
2,09
|
1,57
|
|
2,09
|
1,42
|
|
1,18
|
К
|
85
|
1,14
|
1,37
|
0,052
|
1,87
|
1,29
|
0,23
|
1,79
|
1,23
|
0,17
|
1,03
|
При этом приняты следующие
обозначения: N – порядок фильтра; – гарантированное затухание высших
гармонических составляющих на выходе фильтра; Ч – фильтр Чебышева; К – фильтр
Кауэра.
Истинные значения элементов рассчитываются по
формулам:
(2.10)
Пример 2.4. Рассчитать фильтр Кауэра пятого порядка при = 50 Ом и = 100 МГц.
Решение. Из таблицы 2.3 найдем, что нормированные
значения элементов фильтра Кауэра пятого порядка равны: = 1,08; = 1,29; = 0,078; = 1,78; = 1,13; = 0,22; = 0,96. После денормирования по формулам
(2.10) получим: =
34,4 пФ; = 103
нГн; =
2,5 пФ; =
56,7 пФ; =
90 нГн; =
7,0 пФ; =
30,6 пФ. Как следует из таблицы 2.3, спроектированный фильтр обеспечивает
гарантированное затухание высших гармонических составляющих на выходе фильтра
равное 57 дБ.
3. ПРОЕКТИРОВАНИЕ
ЦЕПЕЙ ФОРМИРОВАНИЯ АМПЛИТУДНО-ЧАСТОТНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК
Цепи формирования амплитудно-частотных характеристик (АЧХ) служат для
реализации максимально возможного для заданного схемного решения коэффициента
усиления усилительного каскада при одновременном обеспечении заданного
допустимого уклонения его АЧХ от требуемой формы. К ним относятся межкаскадные
и входные корректирующие цепи (КЦ). Необходимость выполнения указанного
требования обусловлена тем, что коэффициент усиления одного каскада
многокаскадного усилителя мощности метрового и дециметрового диапазона волн не
превышает 3-10 дБ [5, 19, 20]. В этом случае увеличение коэффициента усиления
каждого каскада, например, на 2 дБ, позволяет повысить коэффициент полезного
действия всего усилителя мощности в 1,2-1,5 раза [32].
Задача нахождения значений
элементов КЦ, обеспечивающих максимальный коэффициент усиления каскада, в
каждом конкретном случае может быть решена с помощью программ оптимизации. Однако
наличие хорошего начального приближения значительно сокращает этап последующей
оптимизации или делает его излишним [3, 20, 33].
Рассмотрим
метод параметрического синтеза КЦ усилителей мощности радиопередающих устройств
метрового и дециметрового диапазона волн, позволяющий по таблицам нормированных
значений элементов КЦ осуществлять реализацию усилительных каскадов с
максимально возможным для заданного схемного решения коэффициентом усиления при
одновременном обеспечении заданного допустимого уклонения АЧХ от требуемой
формы [32].
3.1. МЕТОД ПАРАМЕТРИЧЕСКОГО СИНТЕЗА МОЩНЫХ
УСИЛИТЕЛЬНЫХ КАСКАДОВ С КОРРЕКТИРУЮЩИМИ ЦЕПЯМИ
Согласно [3, 34,
35], коэффициент передачи усилительного каскада с КЦ в символьном виде может
быть описан дробно-рациональной функцией комплексного переменного:
Страницы: 1, 2, 3, 4, 5, 6
|