Рис. 4. Вольт-амперная характеристика динистора. а-начальный участок; б-полная кривая.

Происхождение отрицательного участка на характеристике динистора обусловлено той же причиной, что и в лавинном тран­зисторе. А именно, у обоих приборов на этом участке задан постоянный ток базы (у динистора он равен нулю). Поэтому должно выполняться соотношение dIk = dIэ, т. е. дифференциальный коэффициент а должен быть все время равен единице. С ростом тока величина a стремится воз­расти, но это возрастание предотвращается уменьшением напряжения на коллекторном переходе, т. е. ослаблением ударной иони­зации. Такой же вывод следует из формулы  (2), в которых знаменатель не может быть отрицательным, и, следова­тельно, начиная с некоторой рабочей точ­ки,  увеличение  интегрального коэффициента a должно сопровождаться уменьшением коэффициента M,т. е. умень­шением коллекторного напряжения.

Однако, несмотря на определенное сходство с лавинным транзистором, имеет принципиальную особенность. Эту особенность легко показать, если представить вольт-амперную характеристику в форме U(I). Подставив выражение для характеристики в области ионизации  в (2) и решив последнее относительно напряжения, получим:

U=UM[1-(a*I+Ik0)/I]1/n       (3)

У лавинного транзистора, у которого a < 1 при любом токе, напряже­ние Uk всегда имеет конечную величину. У динистора, у которого сум­марный коэффициент a == a1+a3 может превышать единицу, напря­жение U (точнее, напряжение на коллекторном переходе) делается равным нулю при некотором конечном токе /. При еще большем токе формулы (2) и (3) становятся недействительными, так как

коллекторный переход оказывается смещенным в прямом направлении и механизм работы динистора качественно изменяется. Рассмотрим отдельные участки характеристики, показанной на рис. 4.

Начальный участок 1 характерен очень малыми токами, при которых можно считать a @ 0. Сопротивление на этом участке весьма велико, поэтому заданной величиной всегда бывает напряжение, а ток можно найти по формуле (2).

На переходном участке 2 рост напряжения замедляется, а сопро­тивление резко падает. Эти изменения являются следствием увеличения коэффициента а и могут быть легко оценены с помощью выражения (3).

В конце второго участка, в точке ПП, сопротивление обращается в нуль, а затем (при заданном токе) становится отрицательным. Коор­динаты точки прямого переключения определяются условием dU/dI = 0.

Напряжение Uп.п обычно близко к величине Um и для разных ти­пов динисторов лежит в широких пределах от 25—50 до 1 000—2 000 в ( Эти цифры характерны для серийных динисторов. Можно изготовить ана­логичные приборы с рабочими напряжениями всего в несколько вольт). Ток Iп.п лежит в пределах от долей микроампера до нескольких мил­лиампер в зависимости от материала и площади переходов.

 На отрицательном участке 3 характеристика по-прежнему описы­вается формулой (3), которую, однако, можно упростить, полагая aI > Ik0. Тогда

U@UM(1-a)1/n           (4)

где a увеличивается с ростом тока. Дифференцируя (4) по току, получаем сопротивление на этом участке:    

    r=  -  UM (da/dI) /  n(1-a)[n-1]/n         (5)

Отсюда видно, что величина сопротивления должна существенно меняться с изменением тока. Характер этого изменения определяется функцией a(I) и в общем случае может быть немонотонным. Однако чаще всего сопротивление r возрастает (по модулю) с ростом тока. Средняя величина ôrô между точками ПП и ОП лежит обычно в пределах от 5—10 до 50—100 ком.

Коллекторное напряжение, уменьшаясь на участке 3, делается равным нулю в точке Н (Точка Н обозначает границу режима насыщения—режима, в котором и эмит-терные, и коллекторный переходы работают в прямом направлении.). Из формулы (3) при U = 0  получаем соотношение                   

    I=Ik0/[1- a]               (6)

из которого определяется ток Iн. Поскольку этот ток несравненно больше, чем Iк0, его можно определять из условия

   a = a1 + a3 @ 1                     (7)

 пользуясь графиками a (I).

Напряжение Uн является суммой напряжений на эмиттерных переходах, так как    Uп2 = 0. Используя формулу UЭ=jT ln(Iэ/I`э0+1+an(euk/yt-1)) при Uk=0, Iэ = Iн и считая оба эмиттерных перехода одинаковыми, получаем:

Uн=2 jT ln (Iэ/I`э0)                    (8)

Это напряжение составляет несколько десятых долей вольта у германиевых динисторов и 0,5—1 в — у кремниевых.

При токеI > Iн переход П2, будучи смещен в прямом направ­лении, инжектирует носители навстречу тем потокам, которые посту­пают от эмиттеров. Инжектируемый компонент тока Iп2 равен раз­ности между собираемым компонентом (a1 Iп1+ a3 Iп3) и  полным током Iп2. Поэтому если для простоты положить a1 = 0 (т. е. считать, что носители, инжектируемые переходом П2. не доходят до эмиттеров) и принять условие U >>jT  для всех трех переходов, то напряжение на открытом динисторе можно выразить с помощью формулы UЭ=jT ln(Iэ/I`э0+1+an(euk/yt-1)) в виде суммы напряжений на переходах:

U=jT[ln(Iп1/ Iэ01)-ln[(a1Iп1+a3Iп3)- Iп2]/ Iэ02+ln (Iп3/Iэ03)]   (9 a)

 (токи I`э0 заменены на Iэ0, так как принято a1= 0).

Учитывая, что Iп1 = Iп2 = Iп3 = I и полагая токи Iэ0 одинаковыми у всех переходов, получаем простое приближенное выражение:

U=jT ln([I/Iэ0]/[a-1])             (9 б)

Вблизи точки Н, где a @1, увеличение тока, а вместе с ним коэф­фициента а приводит к сильному увеличению разности a - 1 и напря­жение несколько уменьшается (участок 4). В точке ОП напряжение достигает минимума и в дальнейшем растет с ростом тока (участок 5) за счет падения напряжения в толстой базе (Наличие толстой базы в структуре динистора характерно для большинства реальных приборов по конструктивно-технологическим причинам. Коэффициент переноса c в такой базе существенно меньше единицы, поскольку обычно w >> L. Это обстоятельство не препятствует работе динистора, если выполняется условие a1+ a3> 1. Более того, малый коэффициент переноса в толстой базе желателен, потому что при этом суммарный коэффициент a в области малых токов нарастает медленнее, а это обеспечивает большие напряжения переключения.).

Обычно параметры точек Н и ОП близки друг к другу, поэтому можно вычислять координаты точки ОП по формулам (8) и (9).

При отрицательном напряжении U переход П2 оказывается сме­щенным в прямом направлении и дырки инжектируются в слой n1, а электроны — в слой p2. Переходы П1 и П3 смещены в обратном направлении и являются в данном случае коллекторными. Таким образом, динистор в этом режиме эквивалентен двум последовательно включенным транзисторам (р-п-р и п-р-п) с оборванными базами. Напряжение пробоя в такой комбинации зависит от типа переходов П1 и П3 (плавные или ступенчатые), а также от материала баз.

Важной проблемой при разработке динисторов и других аналогич­ных приборов является обеспечение плавного изменения коэф­фициента а в области малых токов. Действительно, как уже отмечалось, 2-й (переходный) участок вольт-амперной кривой (рис. 4)  характерен заметной и растущей ролью слагаемого aI по срав­нению с током Ik0 в формуле (3). Значит, чем медленнее увеличи­вается a c ростом тока, тем позднее (при больших токах) начнется 2-й участок и тем больше будет напряжение переключения, что обычно желательно в таких приборах. С этой точки зрения предпочтительным материалом для динисторов является кремний, так как у кремниевых переходов благодаря большей роли процессов генерации - рекомби­нации коэффициент инжекции при малых токах близок к нулю и с ростом тока увеличивается весьма медленно. Еще одним преимуществом кремния является малая величина тока в запер­том состоянии прибора. Однако, с другой стороны, кремниевые переходы характерны большей величи­ной прямого напряжения и большим сопротивлением слоев. Это ухудшает параметры динистора в открытом состоянии.

Рис. 5. Структура тринистора.

Чтобы ослабить зависимость a (I) при малых то­ках (особенно у германиевых структур), часто шун­тируют эмиттерный переход небольшим сопротив­лением R. Тогда значительная часть общего тока ответвляется в это сопротивление, минуя эмиттер. Тем самым эмиттерный ток, а вместе с ним и коэффициент а при прочих равных условиях умень­шаются.

В последнее время одну из баз динисторов обычно легируют золо­том. Цель такого легирования - уменьшить время жизни и тем самым время переключения. При этом одновременно возрастает отношение w/L (поскольку L =(dt) 1/2), а значит, и коэффициент a, что опять-таки способствует повышению напряжения переключения.

Тринистор. Снабдим одну из баз динистора, например п1, внеш­ним выводом и используем этот третий электрод для задания дополни­тельного тока через переход p1-n1 (рис. 5) (Реальные четырехслойные структуры характерны различной толщиной баз. В качестве управляющей используется тон­кая база, у которой коэффициент передачи a1 близок к единице.). Тогда получится прибор, обладающий свойствами тиратрона. Для такого прибора (тринистора) принята та же терминология, что и для обычного тран­зистора: выходной ток называется коллекторным, а управляющий — базовым. Эмиттером считается слой, примыкающий к базе, хотя с физической точки зрения эмиттером является и второй внешний слой (в нашем случае п2). Условное обозначение тринистора вместе с семей­ством характеристик показано на рис. 6. Как видим, увеличение управляющего тока Iб приводит прежде всего к уменьшению напряже­ния прямого переключения. Кроме того, несколько возрастает ток прямого переключения, а ток обратного переключения уменьшается.В результате отдельные кривые с ростом тока Iб как бы «вписываются» друг в друга вплоть до полного исчезновения отрицательного участка (такую кривую называют спрямленной характеристикой).

Элементарный анализ тринистора можко провести, исходя из формулы (1), в которой нужно положить Iп3 = Iп2 = Ik  и Iп1 = Ik + Iб. Тогда вместо формулы (2) получим для тока Ik более общее выражение          

Ik = (MIk0+(Ma1)Iб)/(1-Ma)     (10)

Здесь по-прежнему    a = a1 + a3 — суммарный коэффициент пере­дачи, в котором составляющая a3 является функцией тока Ik, а состав­ляющая a1 - функцией суммы токов Ik + Iб. Задавая положительный ток Iб, мы тем самым задаем начальное значение коэффициента a1 (при Ik ==0). Поэтому любому току Ik будет соответствовать большее значение a, а значит, и большее значение а, чем при Iб = 0.       

Рис. 6. Вольт-амперные характеристики тринистора при положительном токе базы.

Решая (10) относительно M и  используя выражение для характеристики в области ионизации, не-. трудно представить вольт-амперные характеристики тринистора в форме Uк (Iк):

Uк =Um[(1- a Iк + Iк0 +a1Iб)/ Iк]1/n      (11)

В частном случае, при Iб = 0, получается характеристика динистора (3). Выражение (11) ясно показывает, что данному току Iк соответствует тем меньшее напря­жение Uk, чем больше ток Iб (рис.6). Рассмотрим отдельные уча­стки этого семейства.

На начальном участке мы имеем по существу семейство характерис­тик обычного транзистора в схеме ОЭ.

Координаты точек прямого переключения определяются, как и в динисторе, условием dUk/dIk, == 0. Анализ показывает, что ток Iп.п возрастает с увеличением тока базы.

На рис. 7 показана пусковая характеристика тринистора, т. е. зависимость Uп.п (Iб).

Координаты точки Н, в которой напряжение на коллекторном переходе П2 падает до нуля, определяются условием Uk = 0 в формуле (11).

Так же как в динисторе, можно в этой точке считать a @ 1 и опре­делять ток Iн из условия

a=a1(Iн + Iб)+ a3(Iн)==1.              (12)

Отсюда видно, что увеличение тока Iб, а значит, и коэффициента a1 сопровождается уменьшением коэффициента a3, а значит, и тока Iн. Соответственно несколько меньше будет и ток Io.п в точке обратного переключения.

Параметры тринистора в открытом состоянии практически не отличаются от параметров динистора, поскольку ток Ik в этой области значительно больше тока Iб, и поэтому токи обоих крайних переходов почти одинаковы.

Рис. 7. Пусковая характеристика тринистора

До сих пор мы рассматривали кривые с параметром Iб >0. При этом подразумевалось, что источник базового тока представляет собой э. д. с. Eб < О, включенную последовательно с сопро­тивлением Rб (см. рис. 6). В частном случае, при Iб=0, можно было считать Eб = 0; rб = ¥  . Теперь рассмотрим работу тринистора в условиях обратно­го смещения (Eб > 0) (рис. 8). Пусть э. д. с. Eб  достаточно велика и эмиттерный переход заперт. Тогда тринистор превращается в транзистор п1-р2-п2 (с оборванной базой p2), который включен последовательно с сопротивлением Rб и питается напряжением Eб + Uk. Коллекторный ток при таком включении будет током транзистора в схеме ОЭ с оборван­ной базой:

      Ik=MIk0/(1-Ma3)

где a3 - коэффициент передачи тока от перехода П3 к переходу П2. Реальное запирающее смещение на эмиттерном пере­ходе будет меньше, чем э. д. с. Eб, на величину Ik Rб. С ростом тока Ik смеще­ние будет уменьшаться, и при некотором токе I0, когда Eб - I0Rб = 0, эмиттерный переход отопрется. После этого базовый ток будет иметь неизменную отрицательную величину:

Рис. 8. Вольт-амперные характеристики тринистора при отрицательном токе базы.

Iб= -I0= -Eб/Rб                      (13) 

которую можно считать параметром соответствующей характеристики. Если в формуле (11) положить  a1=0 и a= a3 и подставить Ik = I0, можно получить напряжение отпирания эмиттерного перехода:

U0 =UM  [1-(a3 I0 + Ik0)/ I0]1/n    (14)

Из формулы (13) видно, что ток I0, равный параметру кривой (току Iб), возрастает вместе с модулем параметра. Что касается напря­жения U0, то оно несколько увеличивается.

Ток обратного переключения можно найти из уравнения (12), если считать Iн@Iо,п В случае малых отрицательных токов базы ток Iо,п  заметно больше тока I0@ôIбô. При больших токах ôIбô эта разница уменьшается. Отношение Iо,п/ôIбô можно назвать коэф­фициентом усиления при выключении; он определяется .величиной а1/(а-1) и в обычных тринисторах не превышает (1). Очевидно, что с точки зрения управляемости при запирании суммарный коэффициент передачи а не следует делать намного большим единицы.

На рис. 9, а показана типичная схема включения тринистора, а на рис. 9, б - ее рабочий цикл. Пусть Ek < Uп,по. Тогда в запер­том состоянии и при токе Iб = 0 рабочей точкой будет точка а. Увели­чивая ток Iб до значения Iб1, мы вызовем скачкообразный переход рабочей точки из положения a1 в положение b. В этом открытом состоя­нии тринистора падение напряжения на нем составляет всего лишь около 1 в, как и в динисторе. Поэтому ток нагрузки практически равен Ek/Rk. Для того чтобы запереть тринистор, т. е. вернуться в точку а,  нужно либо уменьшить ра­бочий ток до величины Ik < Io.п

Рис 9. Типовая схема включения тринистора (а) и ее рабочий цикл (б)

(путем понижения пи­тающего напряжения), либо задать в базу отрица­тельный импульс тока. Оба случая иллюстрируются пунктирными линиями на рис. 9, б.

В первом случае рабочая точка скачком переходит из положения b1 в положение                                                                                   a2, а затем (после восстановления Э. Д. С. Ek) - в исходную точку а. Во вто­ром случае из точки b происходит скачок в точку a3, а затем (по окон­чании запирающего импульса) возвращение в точку а. Первый путь известен из тиратронной техники, второй специфичен для тринистора, так как тиратрон нельзя погасить со стороны сетки. Правда, базо­вый ток «гашения» в тринисторе оказывается сравнительно большим из-за малого коэффициента усиления при выключении.

Основная тенденция при разработке современных тринисторов состоит в повышении рабочих токов и, напряжений с тем, чтобы заменить соответствующие газоразрядные приборы (газотроны и тиратроны). В настоящее время рабочие токи тринисторов лежат в пределах 1 000— 2 000 а, а рабочие напряжения — в пределах 2—3 кв. При прочих равных условиях динисторы и тринисторы значительно превосходят газоразрядные приборы по коэффициенту полезного действия, а также по габаритам, весам и сроку службы.

Мощные тринисторы используются в качестве контакторов, ком­мутаторов тока, а также в преобразователях постоянного напряжения, инверторах и выпрямительных схемах с регулируемым выходным напряжением.

Времена переключения у тринисторов значительно меньше, чем у тиратронов. Даже у мощных приборов (с токами в десятки ампер и больше) время прямого переключения составляет около 1 мксек,а время обратного переключения не превышает 10—20-мксек. Следует заметить, что наряду с конечной длительностью фронтов напряжения и тока имеют место задержки фронтов по отношению к моменту подачи управляющего импульса.

    Наряду с мощными тринисторами разрабатываются и маломощные высокочастотные варианты. В таких приборах время прямого пере­ключения может составлять десятки, а время обратного переключе­ния — сотни наносекунд. Столь высокое быстродействие обеспечи­вается малой толщиной слоев и наличием электрического поля в тол­стой базе. Маломощные быстродействующие тринисторы исполь­зуются в различных спусковых и релаксационных схемах.

Страницы: 1, 2