Большая База Рефератов - Расчет однотактного обратноходового преобразователя напряжения - бесплатно рефераты, скачать рефераты, рефераты на тему

Однотактные обратноходовые преобразователи (ООП) напряжения являются сейчас наиболее распространенными. Это обусловлено тем, что в области малой (0,1 ...10 Вт) и средней (10...200 Вт) мощности они обеспечивают наиболее оптимальное соотношение стоимость—качество. В связи со снижением цен на мощные полевые транзисторы с изолированным затвором (MOSFET) и улучшением их параметров, а также уменьшением времени переключения и значительным снижением динамических потерь у биполярных транзисторов с изолированным затвором (IGBT) сейчас можно прогнозировать применение подобных преобразователей и в области больших мощностей (500 Вт и выше). Стоимость узла управления ООП гораздо ниже, чем у других преобразователей. Функциональная схима ООП приведена на рис. 1.

Рис. 1. Функциональная схема преобразователя

По способу регулирования однотактные обратноходовые преобразователи можно разделить на два больших класса: релейные или с так называемой дельта — сигмамодуляцией и с широтно – импульсной модуляцией.

Релейный способ регулирования характеризуется изменением отношения длительности импульсов к периоду в совокупности с изменением частоты их следования. Эти источники собраны либо на основе автогенераторов на биполярных транзисторах, либо на микросхеме КР1033ЕУ1 (КР1033ЕУ5) и мощном полевом транзисторе. При любом из способов построения релейного однотактного обратноходового преобразователя узел управления определяет момент окончания этапа передачи энергии в нагрузку и включает коммутирующий транзистор. Длительность его включенного состояния зависит от выходного напряжения. Если оно меньше заданного, длительность импульса увеличивается, и наоборот.

Еще одна особенность релейного управления — повышение частоты преобразования с уменьшением тока нагрузки. Когда достигнута минимальная длительность импульса (частота максимальна), выходное напряжение может возрасти относительно номинального уровня. Чтобы избежать этого явления, узел управления должен обеспечить пропуск импульсов при уменьшении тока нагрузки ниже определенного значения.

У преобразователей с широтно-импульсной модуляцией частота следования импульсов накопления постоянна. Выходное напряжение стабилизируют изменением отношения длительности импульсов к периоду их следования, как и в случае релейного управления.

Однотактные обратноходовые преобразователи с широтно-импульсной модуляцией подразделяют на две группы — с непрерывным и прерывистым магнитным потоком трансформатора.

Временная диаграмма работы преобразователя с непрерывным потоком трансформатора приведена на рис. 2, а. Из нее видно, что ток коммутатора возрастает от значения ISmin обусловленного наличием потока в магнитопроводе трансформатора, до Umax. Ток выпрямительного диода на этапе передачи энергии в нагрузку также уменьшается до значения Ismin, которое и обеспечивает непрерывность магнитного потока в трансформаторе к началу этапа накопления. В момент начала импульса наблюдается резкое увеличение тока коммутатора, обусловленное емкостью первичной обмотки трансформатора и током обратного восстановления выпрямительного диода, приведенным к первичной обмотке. По спаду импульса на закрытом коммутаторе возникает выброс напряжения из-за индуктивности рассеяния трансформатора, а затем напряжение уменьшается до значения, равного сумме напряжения питания (UBX)и ЭДС самоиндукции (Uдоп.) и остается неизменным до следующего импульса.

Рис. 2. Временные диаграммы работы преобразователя

Основное отличие временной диаграммы на рис. 2, б, иллюстрирующей работу однотактного обратноходового преобразователя в режиме прерывистого потока трансформатора от диаграммы, рассмотренной выше, заключается в том, что ток коммутатора нарастает от нуля до максимального значения. Ток коммутатора, равный нулю в момент его открывания, свидетельствует об отсутствии магнитного потока в магнитопроводе трансформатора. Здесь также присутствует выброс тока, однако его составляющая, связанная с током обратного восстановления выпрямительного диода, отсутствует, поскольку диод к моменту коммутации уже закрыт. Этап передачи энергии в нагрузку заканчивается, когда ток выпрямительного диода уменьшается до нуля. В этот же момент прекращается и магнитный поток в магнитопроводе трансформатора, после чего следует бестоковая пауза до следующего импульса. Окончание импульса сопровождается теми же процессами, что и в предыдущем случае. Отличие заключается в том, что в течение паузы наблюдается колебательный переходный процесс на разомкнутом коммутаторе, асимптотически стремящийся к напряжению источника питания UBX,.

Выбор режима работы однотактного обратноходового преобразователя зависит от множества факторов. Однако некоторые выводы можно сделать исходя из приведенных на рис. 1 временных диаграмм:

— амплитудные и действующие значения тока в режиме прерывистого магнитного потока при одинаковой выходной мощности больше, чем в режиме непрерывного потока, следовательно, больше и статические потери в полупроводниковых приборах преобразователя;

— динамические потери в полупроводниковых приборах в режиме прерывистого потока меньше, поскольку выпрямительный диод закрывается при нулевом токе, что, в свою очередь, снижает пиковые выбросы в выходном напряжении, вызванные коммутацией;

— потери в магнитопроводе трансформатора пои одинаковых размерах и материале в режиме прерывистого потока больше, так как индукция в этом случае выше.

Иногда однотактные обратноходовые преобразователи работают в двух режимах: в непрерывном, при максимальной нагрузке и в прерывистом — при минимальной.

Борьба с коммутационными выбросами — задача сложная, а при их большой мощности (когда выпрямительный диод имеет большое время обратного восстановления) практически неразрешимая. Поэтому значительная часть разработчиков, уходя от решения этой проблемы, предпочитает режим прерывистого потока трансформатора в однотактном обратноходовом преобразователе с широтно-импульсной модуляцией.

Расчет однотактного обратноходового преобразователя

Исходные данные для расчета: мощность в импульсе P = 720 Вт; номинальное напряжение Uн = 1200 В; номинальный ток Iн = 0,6 А, напряжение сети Uc=115+60+160 В.

1. Определение максимального и минимального значений выпрямленного сетевого напряжения

В,

где Uсети max –максимальное значение сетевого напряжения.

В,

Где Ud – прямое падение напряжения на диоде входного выпрямителя.

2. Выбор выпрямительных диодов (VD1-VD4)

Максимальное обратное напряжение на диодах сетевого выпрямителя равно максимальному выпрямительному напряжению Uвх.max=226 В.

Средний ток диода:

где Uн - номинальное напряжение нагрузки, В;

Iн - номинальный ток нагрузки, А;

- КПД преобразователя в целом.

Для современных преобразователей КПД составляет (0,75 … 0,9).

Принимаем предварительно =0,9.

Диоды выбираем так, чтобы их максимальный ток и напряжение превышали расчетные в 2…10 раз. В нашем случае подходят диоды КД203В со следующими параметрами: Iпр.max = 10 A; UОБР.MAX = 560 В.

3. Расчет емкости конденсатора С5:

мкФ,

где fсети – частота сетевого напряжения (400Гц);

m – число полупериодов выпрямленного напряжения за период сетевого напряжения (для однофазного мостового выпрямителя m = 2).

- размах пульсаций на конденсаторе (20..50) В.

С учётом разброса емкости в 20% выбираем конденсатор К50-71 - 220 мкФ на напряжение 450 В.

4. Расчет максимального коэффициента заполнения

где UДОП - значение, на которое увеличивается напряжение на транзисторе в закрытом состоянии относительно напряжения питания при передачи энергии в нагрузку, В.

UСИ - падение напряжения на транзисторе, В.

Диапазон изменения напряжения UДОП принимаем в пределах (50…150)В. Принимаем UДОП=80В. Падение напряжения на транзисторе UСИ для предварительных расчетов принимаем 5 В.

5. Расчет трансформатора

Максимальный ток первичной обмотки 1-2:

А.

Действующее значение тока первичной обмотки 1-2:

А.

Исходные данные для расчета трансформатора

Исходные данные для расчета: напряжение на первичной обмотке

= 115 В, напряжение на нагрузке , = 1200 В.

Коэффициент трансформации

Действующее значения тока вторичной обмотки

А.

Индуктивность первичной обмотки 1-2

где fn =20 кГц – частота преобразования (для обеспечения удержания выходного напряжения на холостом ходу за счет большой глубины модуляции частота преобразования выбрана сравнительно низкой).

Определение числа витков первичной обмотки 1 – 2.

Выбираем магнитопровод ГАММАМЕТ 24ДС . Средняя длина магнитной линии λ = 48,8 см, площадь поперечного сечения

S = 32 см2, относительная магнитная проницаемость μ = 0,09.

Приращение индукции за время импульса:

Индукция технического насыщения материала равна 0,8 Тл. Она больше, чем рассчитанное приращение, а это значит, что магнитопровод выбран правильно.

Коэффициент трансформации обмотки 3 – 4 питания узла управления:

где Uy = 14 В – напряжение питания цепи управления; Uvd7 = 1 В – падение напряжения на диоде VD7.

Число витков остальных обмоток:

Принимаем wy=6.

Диаметр проводов обмоток

Для уменьшения индуктивности рассеяния обмотки равномерно распределяют по магнитопроводу, располагая их друг над другом. Диаметр провода первичной обмотки с изоляцией определяют из условия равномерного расположения обмотки вокруг сердечника в один слой:

Наиболее близок провод ПЭВ-2 диаметр которого 2,57 мм (без изоляции 2,44 мм). Погонное сопротивление ρ1 = 0,00375 Ом/м, сечение провода

Sw1 = 4,676 мм2. Плотность тока:

Допустимая плотность тока для первичной и вторичной обмоток, сухих трансформаторов, может быть принята равной j = 6 А/.

Длина провода первичной обмотки:

Потери в проводе первичной обмотки:

Диаметр провода вторичной обмотки:

мм.

Выбираем провод ПЭВ-2, диаметр которого 1,93 мм (без изоляции 1,81 мм). Погонное сопротивление ρ2 = 0,00681 Ом/м, сечение провода

Sw2 = 2,573 мм2.

С учетом наличия на магнитопроводе первичной обмотки и изоляции на ней длина провода вторичной обмотки составляет:

Потери в проводе вторичной обмотки:

Чтобы не расширять номенклатуру, диаметр обмотки узла управления выбираем таким же, как и диаметр первичной обмотки.

На этапе расчетов потери в трансформаторе считают эквивалентными потерям в обмотках трансформатора:

6. Выбираем транзистор VT1

Iдей=I1=18,5 А. Максимальное напряжение на транзисторе сразу после его закрытия:

Где ULs = 25 В – ЭДС самоиндукции индуктивности рассеяния трансформатора.

Выбираем транзистор КП809Б1: Uds max=500 В, Idmax=25 А, Rds(on)=0,3 Ом.

Статические потери на транзисторе:

где TП=120 0С – максимальная температура кристалла транзистора,

Tокр=50 0С - максимальная температура окружающей среды.

Динамические потери в транзисторе:

Поскольку выбран режим прерывистого потока трансформатора, то динамическими потерями при включении можно пренебречь.

Потери при включении зависят от времени спада tСП, которое в свою очередь зависит от выходного тока ШИМ - контроллера DA 1 при переключении. Слишком малое время спада может вызвать резкое увеличение напряжения на стоке транзистора VT 1 и сбой цепей управления. Поэтому время спада должно быть в интервале (100…200)нс. Примем tСП =100нс.

Вт.

Суммарные потери на транзисторе

PVT1 = PVT.СТАТ + PVT1.ДИН = 100,9+1,6=6,7 Вт.

7. Выбор выпрямительного диода VD9

Действующее значение тока равно току вторичной обмотки трансформатора IVD9 = I2 = 10,8 А.

Обратное напряжение на диоде:

В.

Критерии выбора диода те же что и для транзистора. Поскольку через диод протекает большой ток, то его следует выбирать с большим запасом, что позволит уменьшить размеры теплоотвода. Принимаем выпрямительный диод КД143-800 со следующими параметрами: Iпр=15 А; tобр.восст.=1,5 мкс;

Uобр.max=3,5 кВ. Так как = 5012 В больше максимального обратного напряжения диода, значит следует последовательно соединить два диода

КД143-800.

Считая, что ток распределится по диодам равномерно, из суммы падений напряжения в проводящем состоянии на каждом диоде определяется падение напряжения (UVD9), которое составит 1 В.

Статические потери на диоде:

Вт.

Поскольку выбран режим прерывистого потока трансформатора, то динамическими потерями на диоде можно пренебречь вследствие их малости:

PVD9 = PVD.стат.= 10,8 Вт.

8. Выбор элементов узла управления

Рассчитываем резистор запуска R7

Через резистор запуска протекает ток зарядки конденсаторов цепи управления (С9, С10, С12) и ток запуска микросхемы DA1, равный 0,5 мА. Напряжение запуска микросхемы DA1 (Uзап) составляет 16 В. Предпологается, что суммарный ток запуска (IЗАП) равен удвоенному току запуска микросхемы (1 мА), тогда

кОм.

Принимаем резистор R7=67 кОм. Мощность, рассеиваемая резистором в установившемся режиме при максимальном входном напряжении

Вт.

Выбор элементов цепи обратной связи по току

Сопротивление открытого канала транзистора КП809Б1, использованное для расчета потерь, приведено для наихудшего случая. При выборе компонентов цепи обратной связи по току лучше руководствоваться типовым значением, которое, как правило, составляет (0,5…0,8) от максимального. Напряжение на выводе 3 микросхемы DA1 (U3DA1) и, следовательно, на резисторе R11, при котором начинается ограничение длительности импульса, составляет 1 В при максимальном пиковом токе. Исходя из того, что пиковый ток через R11 находится в пределах (0,5…1) мА, его номинал равен

кОм.

Примем R11=1,2 кОм.

Считая падение напряжения на диоде VD8 (UVD8) равным 0,6 В, вычисляем сопротивление резистора R10:

Нижний предел сопротивления R9 рассчитывается исходя из того, что ток, протекающий через него (IR9.max), не должен превышать 10 мА при номинальном напряжении питания узла управления и минимальном падении напряжения на транзисторе VT1 и диоде VD8. Максимальное сопротивление резистора R9 выбирают так чтобы при напряжении на выходе 7, микросхемы DA1, близком к напряжению отключения (Uоткл=10 В), и максимальном напряжении на открытом транзисторе VT1 диод VD8 был открыт.

;

Примем R9= 2,2 кОм.

Расчет сопротивления резистора R12 в цепи затвора:

Выходной ток микросхемы DA1 требуемый для переключения транзистора VT1 с учетом того, что время переключения совпадает с временем спада (tСП)

А.

где Q3 =60 нКл – полный заряд транзистора VT1.

Ом.

Примем R12=22 Ом.

Выбор элементов генератора:

Согласно документации на микросхему КР1033ЕУ15А, если выбрать номинал резистора генератора (R6) равным 20 кОм, то емкость конденсатора генератора (С7):

пФ.

Примем С7=4700 пФ.

Мощность, выделяемая на микросхеме DA1

Потери на управление коммутирующим транзистором:

Вт.

Потери на микросхеме:

Вт,

где IМС =20 мА – ток, потребляемый во включенном состоянии.

Общие потери на управление, выделяемые на микросхеме DA1:

Вт.

Эта мощность меньше чем максимальная мощность, рассеиваемая микросхемой (1 Вт).

Выбор элементов обратной связи по напряжению:

Образцовое напряжение микросхемы DA2 составляет 2,5 В. Выходное напряжение приводят к образцовому при помощи делителя, верхнее плечо которого R16, R17, а нижнее R18. При токе делителя (Iдел) 10 мА сопротивление резистора нижнего плеча делителя:

Ом.

Верхнее плечо делителя:

кОм.

Исходя из полученных результатов, выбираем R16=100 кОм, R18=240 Ом. Резистор R17=10..20 кОм служит для точной установки напряжения на нагрузке.

9. Расчет демпфирующей цепи

Предполагается, что индуктивность рассеяния трансформатора (Ls) находится в интервале (0,5…1,5) мкГн. Примем Ls=1,5 мкГн.

По закону сохранения энергии ELS=ECД=ЕС13,

где ELS – энергия, накопленная в индуктивности рассеяния трансформатора к окончанию этапа накопления;

ЕСД – энергия, которую должен поглотить конденсатор демпфирующей цепи С13 при заданном приращении напряжения на нем (UСд =ULS=25 В).

Из Ls*I1и2 = С13*UСд2:

нФ.

Выбираем конденсатор ОМБГ-1 емкостью 0,5 мкФ на номинальное напряжение 1000 В.

Амплитуда напряжения на демпфирующем конденсаторе:

В.

Сопротивление демпфирующего резистора RД (R14) рассчитаем исходя из того, что напряжение на демпфирующем конденсаторе уменьшается на ΔUCД за период, чтобы к моменту следующей коммутации конденсатор мог поглотить новую порцию энергии.

Ом.

Выбираем резистор R14=150 Ом для обеспечения заведомой разрядки демпфирующего конденсатора во всех режимах работы преобразователя в двое меньше расчетного.

Напряжение на резисторе R14 равно:

В.

Мощность, рассеиваемая резистором:

Вт.

Выбираем резистор мощностью 3 Вт.

Диод демпфирующей цепи должен выдерживать импульсный ток

I1И=50,6 А, обратное напряжение UобрVT1 = 366,5 В и иметь повышенное быстродействие.

Принимаем диод КД206А.

10. Расчёт КПД

;

Полученное значение КПД примерно равно принятому в начале расчетов.

Список литературы

1. Семенов Б. Ю. Силовая электроника: от простого к сложному, М: Солон – Пресс, 2005.

2. Утляков Г. Н. Источники вторичного электропитания бортового оборудования летательных аппаратов: Учебное пособие. – М.: Изд-во МАИ, 2002.

3. Электротехнический справочник. В 3-х т./Под общ. ред. профессоров МЭИ В. Г. Герасимова, П. Г. Грудинского, Л. А. Жукова и др. – 6-е изд., испр. и доп. – М.: Энергия, 1980 – 520 с.

4. Источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры: Справочник / Г. С. Найвельт, К.Б. Мазель, Ч. И. Хусаинов и др. Под ред. Г. С. Найвельта.-М.: Радио и связь, 1986.

5. <#"#">#"#">#"_Toc226640252">Приложение

Новости

Мои настройки

Наверх